通过将上述外设的完美组合，可实现对功能丰富而强大的可调光降压转换器等器件的控制。用于LED驱动器应用的降压转换器应为电流模式调节器，因为LED是电流模式器件。我们从LEDV-I曲线可以看出，正向电压稍有变化，就会对电流产生较大影响。因此，任何LED驱动器电路的反馈都应视为电流。此外，我们应使用恒定电流，因为制造商会根据正向电流电平设定LED的颜色与强度。上述特性相当重要，因为我们要通过有关特性值来确保系统符合整体规范的要求。

图1给出了典型的LED系统，包括通信接口、不同颜色的LED(每种颜色都代表一个通道)、智能化功能以及每个通道的恒定电流驱动器。通信接口可以为DMX512或DALI，这是两种标准的照明协议，此外也可以为ZigBee或无线USB接口。智能化功能可通过内置模数转换器(ADC)与LED调光外设的微控制器实现。ADC用于监控温度与LED电流等系统变量，完成系统监控与色彩混合任务。驱动器为通道中的每个LED提供恒定电流。驱动器的复杂性与质量决定了驱动器的价格。

图1：典型的LED系统方框图。

磁滞降压控制器

在微控制器上集成LED驱动器有助于减小整体系统解决方案的尺寸。现在，几乎没有什么解决方案将开关模式电源(SMPS)这样的高功率元件与微控制器的智能化功能完美结合在一起。退而求其次，就是将SMPS的反馈与控制电路完美集成在微控制器中。如图1所示，CY8CLED16EZ-Color器件正好具备上述功能所需的模拟电路。在该设计方案中，SMPS拓扑为电流模式可控磁滞降压转换器架构(见图2)。

图2：磁滞控制器。

启动时，通过电感的电流开始上升，直至比较器正输入的电压大于比较器负输入的电压。随后，转换器将作为自由运行的振荡器，电流会在两个层面间充电和放电。

I_{TH_HIGH}与I_{TH_LOW}的大小可由并联电阻、R_IN与R_HYST反馈电阻以及DAC输出电压通过下列等式计算得出。我们可以看到，R_HYST值越大，I_{TH_HIGH}与I_{TH_LOW}的差就越小。

合上PFET将启动充电过程(如图4a所示)，电感器开始充电。比较器可通过测量并联电阻电压来监控电感器电流。当电流达到阈值I_{TH_HIGH}时，就开始进入放电过程(如图4b所示)。在放电阶段，电流通过续流二极管放电。续流二极管保护电路元件免受电感反冲的影响，并且保持LED处于打开状态。LED中的电流超过I_{TH_LOW}阈值后，充电过程再次开始。

图4：降压转换器的充电阶段(图a)与放电阶段(图b)。

转换器启动后进入充电阶段，直至电感器电流达到I_{TH_HIGH}阈值。电流达到阈值所需的时间称作上升时间(t_rise)，t_rise取决于输入电压与电感器电流值：

，其中，V_F为串联LED的正向电压。

由于上述方程式的分母是电感值，因此上升时间与电感值成正比例。缩短上升时间对调光非常重要，因为减小脉冲宽度有利于使用较高分辨率的调制器，但这并不是使用较小电感值的唯一原因。低值电感器(具有相当高的额定电流)从物理上说比高值电感器的体积更小，成本更低，同一尺寸封装的低值电感器比高值电感器支持的电流更高。

平均电流误差

图3显示了LED电流的理想波形，但没考虑比较器的响应时间(t_r)。比较器的响应时间(t_r)是指输出电压针对输入电压超过DAC参考电压改变状态所需的时间。如果将这个因素考虑在内，就会影响LED电流的过冲、纹波及平均值。平均电流误差要归因于比较器限定的响应时间以及电感波形的坡形不平衡引起的。请注意，在图3中，充电坡度比放电坡度更陡一些，这是由于输入电压大大高于LED正向电压而引起的。由于充电斜率大于放电斜率，因此比较器响应时间产生的平均电流也将大于图5所示的期望值。

图3：理想的LED电流波形。

图5：电流误差详图。

实际峰值电流等于峰值电流阈值与峰值电流误差之和，而谷值电流则等于谷值电流阈值与谷值电流误差之和(如下列方程式所示)。除了比较器的响应时间外，我们从峰值电流计算式中还可看出，输入电压、电感值与LED正向电压都会影响峰值电流误差。我们从谷值电流算式中则可以看出，正向电压会影响谷值电流误差。

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