一、传统二极管整流电路面临的问题

近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。

开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。

举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P_O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。

二、同步整流的基本电路结构

同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路

图1 单端降压式同步整流器的基本原理图

基本原理如图1所示，V₁及V₂为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V₁导通，V₂关断，V₁起整流作用；在次级电压的负半周，V₁关断，V₂导通，V₂起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V₁及V₂的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。

3、半桥他激、倍流式同步整流电路

图2 单端降压式同步整流器的基本原理图

该电路的基本特点是：

1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；

2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波；

3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了；

4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路；

5）动态响应很好。

它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。

三、电路实例分析

16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的设计

下面介绍一种正激、隔离式16.5WDC／DC电源变换器，它采用DPA－Switch系列单片开关式稳压器DPA424R，直流输入电压范围是 36～75V，输出电压为3.3V，输出电流为5A，输出功率为16.5W。采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电压为 48V时，电源效率η=87％。变换器具有完善的保护功能，包括过电压／欠电压保护，输出过载保护，开环故障检测，过热保护，自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲。

由DPA424R构成的16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的电路如图6所示。与分立元器件构成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由C₁、L₁和C₂构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R₁用来设定欠电压值（U_UV）及过电压值（U_OV），取R₁=619kΩ时，U_UV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V，U_OV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V。当输入电压过高时R₁还能线性地减小最大占空比，防止磁饱和。R₃为极限电流设定电阻，取R₃=11.1kΩ时，所设定的漏极极限电流I′_LIMIT=0.6I_LIMIT=0.6×2.50A=1.5A。电路中的稳压管VD_Z1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。

图6 16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的电路

该电源采用漏－源通态电阻极低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏－源电压U_DS(max)=30V，最大栅－源电压U_GS(max)=±20V，最大漏极电流为9A（25℃）或7A（70℃），峰值漏极电流可达40A，最大功耗为2.5W（25℃）或1.6W（70℃）。SI4800的导通时间t_ON=13ns（包含导通延迟时间t_d(ON)=6ns，上升时间t_R=7ns），关断时间t_OFF=34ns（包含关断延迟时间t_d(OFF)=23ns，下降时间t_F=11ns），跨导g_FS=19S。工作温度范围是－55～＋150℃。SI4800内部有一只续流二极管VD，反极性地并联在漏－源极之间（负极接D，正极接S），能对MOSFET功率管起到保护作用。VD的反向恢复时间t_rr=25ns。

功率MOSFET与双极型晶体管不同，它的栅极电容C_GS较大，在导通之前首先要对C_GS进行充电，仅当C_GS上的电压超过栅－源开启电压〔U_GS(th)〕时，MOSFET才开始导通。对SI4800而言，U_GS(th)≥0.8V。为了保证MOSFET导通，用来对C_GS充电的U_GS要比额定值高一些，而且等效栅极电容也比C_GS高出许多倍。

SI4800的栅－源电压（U_GS）与总栅极电荷（Q_G）的关系曲线如图7所示。由图7可知

Q_G=Q_GS＋Q_GD＋Q_OD（1）

式中：Q_GS为栅－源极电荷；

Q_GD为栅－漏极电荷，亦称米勒（Miller）电容上的电荷；

Q_OD为米勒电容充满后的过充电荷。

图7 SI4800的U_GS与Q_G的关系曲线

当U_GS=5V时，Q_GS=2.7nC，Q_GD=5nC，Q_OD=4.1nC，代入式（1）中不难算出，总栅极电荷Q_G=11.8nC。

等效栅极电容C_EI等于总栅极电荷除以栅－源电压，即

C_EI=Q_G／U_GS（2）

将Q_G=11.8nC及U_GS=5V代入式（2）中，可计算出等效栅极电容C_EI=2.36nF。需要指出，等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即C_EI>>C_GS），因此，应按C_EI来计算在规定时间内导通所需要的栅极峰值驱动电流I_G（PK）。I_G（PK）等于总栅极电荷除以导通时间，即

I_G=Q_G／t_ON（3）

将Q_G=11.8nC，t_ON=13ns代入式（3）中，可计算出导通时所需的I_G(PK)=0.91A。

同步整流管V₂由次级电压来驱动，R₂为V₂的栅极负载。同步续流管V₁直接由高频变压器的复位电压来驱动，并且仅在V₂截止时V₁才工作。当肖特基二极管VD₂截止时，有一部分能量存储在共模扼流圈L₂上。当高频变压器完成复位时，VD₂续流导通，L₂中的电能就通过VD₂继续给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组的输出经过VD₁和C₄整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。C₅为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时间由C₆决定。

输出电压经过R₁₀和R₁₁分压后，与可调式精密并联稳压器LM431中的2.50V基准电压进行比较，产生误差电压，再通过光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，对输出电压进行调节。R₇、VD₃和C₃构成软启动电路，可避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。刚上电时，由于C₃两端的电压不能突变，使得LM431不工作。随着整流滤波器输出电压的升高并通过R₇给C₃充电，C₃上的电压不断升高，LM431才转入正常工作状态。在软启动过程中，输出电压是缓慢升高的，最终达到3.3V的稳定值。

四、用于同步整流的功率MOSFET最新进展

为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率 MOSFET，其通态电阻为0.015Ω。Philips公司生产的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOS^TM技术制成的，其通、断状态可用逻辑电平来控制，漏－源极通态电阻仅为0.0155Ω。IR公司生产的IRL3102（20V／61A）、IRL2203S （30V／116A）、IRL3803S（30V／100A）型功率MOSFET，它们的通态电阻分别为0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，在通过20A电流时的导通压降还不到0.3V。这些专用功率MOSFET的输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流功率变换器的首选整流器件。

最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成电路（SRIC）。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动N沟道功率MOSFET的高速 CMOS控制器。IR1176可不依赖于初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位（active clamp）、栅极驱动补偿等复杂电路。IR1176适用于输出电压在5V以下的大电流DC／DC变换器中的同步整流器，能大大简化并改善宽带网服务器中隔离式DC／DC变换器的设计。IR1176配上IRF7822型功率MOSFET，可提高变换器的效率。当输入电压为＋48V，输出为＋1.8V、 40A时，DC／DC变换器的效率可达86％，输出为1.5V时的效率仍可达到85％。

4 结语

在设计低电压、大电流输出的DC／DC变换器时，采用同步整流技术能显著提高电源效率。在驱动较大功率的同步整流器时，要求栅极峰值驱动电流I_G(PK)≥1A时，还可采用CMOS高速功率MOSFET驱动器，例如Microchip公司开发的TC4426A～TC4428A。

本文参考文献：

同步整流技术及其在DC／DC变换器中的应用——河北科技大学 沙占友，王彦朋，于鹏

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析——浙江大学电气工程学院 蔡拥军，叶欣